В зависимости от того, какой электрод транзистора является общим для входной и выходной цепи, различают схемы включения с общей базой, общим эмиттером и общим коллектором.

В схеме включения с общей базой (рис. 30) источник сигнала подключен через разделительный конденсатор С р к эмиттеру транзистора и общему проводу, соединенному с базой. Эмиттерный переход открыт током, текущим от источника G1 через резистор R э. Коллекторный ток практически равен эмиттерному. Эти токи устанавливаются подбором резистора R э, но их можно и рассчитать, вычтя из напряжения источника примерно 0,6 В (напряжение база-эмиттер открытого кремниевого n-p-n транзистора) и поделив получившееся напряжение на R э.

Коллекторная цепь транзистора питается от батареи GB1 через резистор нагрузки R н. Его сопротивление выбирают таким, чтобы на нем "падало" около половины напряжения коллекторного питания - тогда на выходе можно получить наибольшую амплитуду усиленного сигнала.

Приведем простой числовой пример расчета режима этого каскада усиления на кремниевом маломощном транзисторе (например, серии КТ315), предположив, что напряжение источника G1 равно 1,5 В, а GB1 - 9 В. Зададимся током транзистора 0,5 мА. Тогда сопротивление эмиттерного резистора составит R э =(1,5-0,6)xВ/0,5 мА=1,8кОм, а сопротивление нагрузки R н =4,5В/0,5мА=9кОм.

Данный каскад не усиливает ток сигнала, поскольку коллекторный ток составляет около 0,99 эмиттерного. Но усиление по напряжению может быть значительным (порядка 100), поскольку в коллекторную цепь включено большее сопротивление. Таким же будет и усиление по мощности. Однако входное сопротивление каскада очень низкое и состаляет всего десятки-сотни Ом - ведь вход усилителя нагружен на открытый эмиттерный переход, потребляющий значительный ток не только от источника питания G1, но и от источника сигнала.

По этой причине данную схему включения не применяют в усилителях низкой, например звуковой, частоты. Другой недостаток - необходимость двух источников питания. Однако у нее есть и достоинства - отличная температурная стабильность, полное использование частотных свойств транзистора. Тот же широко распространенный и дешевый транзистор серии КТ315, использованный в этой схеме включения, может усиливать сигналы частотой до 250 МГц (граничная частота транзистора). На высоких частотах в качестве нагрузки включают уже не резистор, а колебательный контур. Низкое же входное сопротивление хорошо согласуется со стандартными волновыми сопротивлениями коаксиальных кабелей 50 или 75 Ом.

Схема включения с общим эмиттером (рис.31) наиболее распространена и дает наибольшее усиление. Здесь источник сигнала включен между базой и эмиттером транзистора через разделительный конденсатор С р, а для того, чтобы вывести транзистор на рабочий режим, в базу поступает ток смещения от источника G1 через резистор R б. Ток смещения равен напряжению источника, уменьшенному на 0,6 В и поделенному на сопротивление резистора R б. Коллекторный ток (он в h 21Э раз больше тока базы) поступает от батареи GB1 и проходит через резистор нагрузки R н, на котором и выделяется усиленный сигнал. Сопротивление нагрузки выбирают так, чтобы напряжение на коллекторе составило примерно половину напряжения батареи.

Входное сопротивление транзистора в схеме с общим эмиттером примерно в h 21Э, т.е. в 30...200 раз больше, чем в предыдущей схеме, и составляет для маломощных транзисторов несколько килоом. Такой каскад будет усиливать как ток, так и напряжение. Если, например, сопротивление нагрузки равно входному сопротивлению транзистора, то оба коэффициента усиления, как по току, так и по напряжению, на низких частотах составят значение, практически равное h 21Э. На высоких частотах модуль (абсолютная величина) коэффициента передачи тока уменьшается до величины, примерно равной отношению граничной частоты транзистора к частоте усиливаемого сигнала. Так, например, транзистор КТ315А с граничной частотой 250 МГц будет иметь на частоте сигнала 100 МГц модуль коэффициента передачи тока всего 2,5.

На практике нет нужды использовать отдельный источник смещения G1 - нижний по схеме вывод резистора R б можно подключить к плюсовому выводу батареи GB1 - так делают в некоторых простейших конструкциях усилителей, предлагаемых начинающим радиолюбителям. Мы же собирать усилители по такой схеме не советуем, поскольку стабильность, в том числе и температурная, окажется низкой. Дело в том, что коэффициент передачи тока сильно зависит от режима транзистора и температуры. Если, например, h 21Э возрастет, то при том же токе базы (а он задан резистором R б) возрастет и коллекторный ток, что приведет к снижению коллекторного напряжения и искажениям сигнала - ограничению нижних полуволн. Таким образом, нужна температурная стабилизация тока коллектора.

В простейшем случае стабилизация режима транзистора достигается подключением резистора смещения R б между базой и коллектором, как показано на рис. 32. Поскольку коллекторное напряжение должно равняться половине напряжения питания, то таким же будет и падение напряжения на нагрузке R н, вызванное током коллектора. Ток базы в h 21Э раз меньше, следовательно, сопротивление резистора R б должно быть во столько же раз больше сопротивления нагрузки.

Расчет этого усилительного каскада крайне прост: I к =U пит /2R н; R б =h 21Э xR н. Стабилизация режима происходит следующим образом. Предположим, что коллекторный ток по каким-то причинам возрос. В этом случае увеличится и падение напряжения на резисторе R н, а коллекторное напряжение уменьшится. Соответственно, меньшим станет и ток базы, то же произойдет и с коллекторным током. Дестабилизирующее влияние будет частично скомпенсировано.

У схемы включения, показанной на рис. 32, очевидное достоинство - простота. Но есть и недостаток - через резистор R б возникает отрицательная обратная связь (ООС), несколько снижающая входное сопротивление, а также усиление каскада. Однако ООС играет при этом и положительную роль, стабилизируя режим и уменьшая искажения усиливаемого сигнала.

Третья схема включения - с общим коллектором (рис. 33). В ней батарея питания и резистор нагрузки как бы поменялись местами, и выходной сигнал снимается не с коллектора, а с эмиттера транзистора. Расчет режима каскада по постоянному току остается прежним (как для рис. 32), и его стабилизация осуществляется точно так же. Однако для переменного тока усиливаемого сигнала произошли существенные изменения: теперь между базой и эмиттером транзистора действует не только входное напряжение источника сигнала, но и выходное напряжение, выделяющееся на сопротивлении нагрузки! Иногда говорят, что в этой схеме достигается 100% ООС по напряжению. Разберем работу каскада подробнее.

Напряжение сигнала между базой и эмиттером U бэ =U вх -U вых, но в то же время очевидно, что U бэ =U вых /К, где К - коэффициент усиления каскада с ОЭ (C100). Приравнивая два выражения, получаем U вых =КU вх /(К+1), т.е. выходное напряжение составляет около 0,99 входного. Практически оно его повторяет, поэтому и транзисторный каскад, включенный по схеме с общим коллектором, называют эмиттерным повторителем. Он имеет и другие интересные свойства. Выходное сопротивление эмиттерного повторителя мало, поскольку выходное напряжение повторяет входное и на нем мало сказываются изменения нагрузки. По этой причине эмиттерные повторители очень часто используют в качестве оконечных усилителей, работающих на самые разные нагрузки: громкоговорители, телефоны, длинные линии и т.д.

В то же время входное сопротивление эмиттерного повторителя велико - оно примерно в h 21Э раз больше сопротивления нагрузки. Действительно, посмотрев еще раз на рис. 33, можно убедиться, что входной ток, потребляемый от источника сигнала, - это ток базы, который в h 21Э раз меньше эмиттерного тока, текущего в нагрузку. А входное и выходное напряжения сигнала примерно равны. Используя закон Ома, получаем R вх =h 21Э xR н. Отсюда следует другое применение эмиттерного повторителя - его устанавливают на входе усилительных устройств при работе от высокоомного источника сигнала.

Итак, эмиттерный повторитель является усилителем тока: его коэффициент передачи напряжения близок к единице, а коэффициент передачи тока близок к h 21Э. Желание увеличить последний привело к появлению схем составных транзисторов, наиболее известной из которых является схема Дарлингтона (рис. 34,а). В ней эмиттерный ток первого транзистора служит базовым током второго, в результате общий коэффициент передачи тока равен произведению h 21Э обоих транзисторов. Он может достигать нескольких тысяч. Составной транзистор включают точно так же, как и обычный, - его эмиттер, база и коллектор обозначены буквами на рисунке.

Недостаток схемы Дарлингтона в том, что пороговое напряжение открывания составляет уже не 0,6 В, как у обычного кремниевого транзистора, а вдвое больше - 1,2 В. Этот недостаток устранен в схеме составного транзистора, показанной на рис. 34,б. В ней используются транзисторы разной структуры, а для управления током второго транзистора (р-n-р) служит коллекторный ток первого. В остальном свойства этого транзистора такие же, как и у предыдущего.

Проблема качественного, но простого и дешевого усилителя для наушников остается актуальной. Лично у меня есть проблема с наушниками Байердинамик 880 сопротивлением 250 Ом. Работают они чисто, но бездушно, по-мониторному, слушать их не хочется. Поэтому я решил собрать и испытать усилитель, описанный в журнале Радиохобби №1 за 2011 год. Что из этого получилось, читайте ниже.

Собранное устройство выглядит так:

Для начала, всё написанное ниже - моё субъективное мнение, ваше может быть противоположным. Данный усилитель необычен тем, что имеет весьма высокое выходное сопротивление, кстати, автор его не Липавский, а Сафронов. Я писал лично автору по вопросам авторства и работе усилителя, но никакого ответа, увы, не получил…

Разводку печатной платы я сделал так, что при необходимости, можно ставить транзисторы попарно на небольшие теплоотводы, добавил место для «бутербродов». Считаю, что надо обязательно ставить панельки под микросхемы, чтобы опробовать разные варианты, да и при случайном повреждении микросхемы замена не вызовет проблем. Как обычно, дорожки стараюсь делать максимально толстыми.
На плате перемычки показаны толстыми красными линиями, фиолетовые отверстия для технолог. целей - совмещения для переноса обозначения деталей методом ЛУТ.
Забыл нарисовать на схеме ёмкости по питанию (на печатной плате ус-ля и фото показаны), я поставил по 220 мкФ 16 В. Так захотелось и место было.

И схема блока питания.

Исключён фрагмент. Наш журнал существует на пожертвования читателей. Полный вариант этой статьи доступен только

Я внес небольшие несущественные радиолюбительские изменения, например, выходное напряжение сетевого трансформатора избыточно, но другого под рукой не было.
Питание обязательно должно быть стабилизированным - шумы и пульсации будут подхватываться усилителем.
Транзисторы и стабилизаторы греются достаточно сильно. В блоке питания мне пришлось поставить небольшие теплоотводы. В усилителе я поставил транзисторы КТ814 и КТ815. Поскольку их нагрев при питании ±9 В и токе 60 мА примерно 60…70 градусов, от теплоотводов для них я отказался. В целом настройка очень проста - нужно только выставить желаемый ток покоя и можно (необязательно) минимизировать постоянное напряжение на выходе. Кстати, и у Сафронова и у Липавского в схеме допущена одна и та же грубая ошибка - неправильный номинал резистора R3. Как говорится, маленькая ложь рождает большое недоверие…
Ток покоя устанавливают резистором R3, больше сопротивление - меньше ток. Установите переменник на 220 кОм и, уменьшая его сопротивление, контролируйте напряжение на R6 и R7, для 60 мА на 51 Ом оно должно составить 3 В.
В первоисточниках рекомендуют добиваться нулевого напряжения на выходе подбором резисторов R2 и R4. Заявляю, что сделать это невозможно, баланса можно добиться, подпаивая (после прогрева усилителя) параллельно резисторам R6 или R7 шунтирующие сопротивления. Кроме того, пришлось добавить резистор параллельно наушникам для уменьшения постоянной составляющей, в противном случае добиться нуля на выходе без наушников невозможно. Постоянное напряжение на выходе после включения начинает плавать в широких пределах туда-сюда, поэтому рекомендую подключать наушники после окончания переходных процессов - примерно через полминуты. Обратите внимание на промывку платы после пайки!
Я делал испытания при токе покоя 60 мА, хотя для высокоомных наушников хватило бы и 30 мА. Я исхожу из того, что усилитель должен выдавать в нагрузку по крайней мере 100 мВт, поэтому установил питание плюс-минус 9 Вольт.

Впечатления от прослушивания

Источник - старый CD плеер Marantz, записи разные, в основном нелицензионные, жанр преимущественно - инструментал и оркестр. Наушники - Байердинамик 880, Градо 125 и немножко Косс 2000.

Усилитель работает не хуже, чем встроенный в CD плеер, а с наушниками сопротивлением 250 Ом он может работать гораздо громче (для 32 Ом громкости CD плеера вполне хватает). Шумы очень малы и в условиях жилой комнаты слышны только в отсутствии фонограммы, да и то, если напрячь слух, при работе собственные шумы усилителя не слышны совсем. Басы работают на удивление хорошо (о моей гипотезе, почему это так, ниже). Но вот на высоких частотах есть некоторая жестковатость, излишняя яркость, переходящая в металлическое звучание. Я перепробовал некоторое количество ДЕШЁВЫХ ОУ, не ручаюсь за их «породистость». Это: 4558, 4556, LM358, TL082, 5532. Поскольку я неоднократно менял их, не видя маркировки, можно считать это «слепой экспертизой». Разница между ними очень мала, но мне показалось, что чуть-чуть лучше работают 5532.
Надо сказать, что недостатки фонограмм и записей очень заметны, что можно отнести к достоинствам тракта, а болванки, прожжённые из апекуев звучат хуже всего, что бы там не пытались говорить о «беспотерьном копировании», для меня это давно не новость.
Поразмышляв, я пришел к выводу, что «особенности звучания токового усилителя» могут быть связаны с тем, что напряжение на нагрузке прямо пропорционально её сопротивлению (при стабильном токе из-за высокого выходного сопротивления), значит, рост импеданса приводит к увеличению напряжения и громкости. Заметное увеличение басов я объясняю увеличением Z и, соответственно, напряжения на низких частотах. Надо отметить, что у Байердинамиков рост Z на резонансной частоте очень невелик и, в отличие от НЧ-динамиков составляет проценты, а не разы. Как будет у других наушников, не знаю. Бубнения нет, совсем нет. Другое дело, что с разными наушниками, звучание усилителя будет разным, например, KOSS 2000 звучали плохо. Тем не менее, с Байердинамиками данный усилитель дружит. Я не стал делать для усилителя дворец (коробку), хочу сделать ламповый усилитель и сравнить.
В целом усилитель работает недурно и вполне пригоден даже для бюджетной блочной аппаратуры, стоит отметить копеечную стоимость его деталей и простоту настройки. Мои рекомендации - для низкоомных наушников можно несколько уменьшить напряжение питания и попробовать увеличить ток; для высокоомных наушников - увеличить напряжение питания и уменьшить ток, я сделал универсальный вариант. Из-за избытка высоких я пробовал настраивать цепь R5C5, это делало звук несколько мягче, сибилянты становятся нераздражающими. Наверное, надо ставить на вход простейший фильтр НЧ в виде RC-цепочки.
Самое удивительное, что с данным усилителем Байердинамики стали переигрывать наши семейные наушники Grado, всё-таки я был прав - надо было делать рекаблинг...

Впечатления от прослушивания 2

Источник - компьютер со звуковой картой ASUS Xonar, которую я немного доработал - на выход поставил «крутую» и уже не дешёвую микросхему AD8066. Она сразу дала заметный прирост качества по сравнению со штатной микросхемой. Записи в «беспотерьных» форматах и в mp3 320kbps. Наушники - только Байердинамики. Программные проигрыватели разные, всякие эффекты и эквалайзеры, конечно, выключены.
… Честно говоря, не хочется и писать, как говорится, другой класс. Наушники и усилитель здесь не при чём, виноват источник - компьютер. По сравнению с CD звук просто бедный. Приятность низов пропала, сцена сжата, воздух исчез и т. д. Конечно, не всё так плохо, просто смотря с чем сравнивать. Если слушать только компьютер и другие гаджеты, то вполне может понравиться, ВЧ, кстати, здесь даже помягче будут. Чувствительности усилителя как раз хватает с небольшим запасом. Впрочем, нет худа без добра, для компьютера данный усилитель уже не слабое звено, а для какого-нибудь нотебука его уже хватит с избытком.

5. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

5.1. Общие сведения

Усилителями постоянного тока (УПТ) называются устройства, предназначенные для усиления медленно изменяющихся сигналов вплоть до нулевой частоты. На рисунке 5.1 приведена АЧХ УПТ.

Рисунок 5.1. АЧХ УПТ

Для осуществления передачи сигналов частот, близких к нулю, в УПТ используется непосредственная (гальваническая) связь между каскадами. Однако такая связь приводит к необходимости решения специфических задач:

◆ согласование потенциальных уровней в соседних каскадах;

◆ уменьшения дрейфа (нестабильности) выходного уровня напряжения или тока.

5.2. Способы построения УПТ

Основная проблема, с которой сталкиваются разработчики УПТ, является дрейф нуля. Дрейфом нуля (нулевого уровня) называется самопроизвольное отклонение напряжения или тока на выходе УПТ от начального значения. Поскольку дрейф нуля наблюдается и при отсутствии сигнала на входе на входе УПТ, то его невозможно отличить от истинного сигнала.

К физическим причинам, вызывающим дрейф нуля в УПТ, относятся:

◆ нестабильность источников питания;

◆ временная нестабильность ("старение") параметров транзисторов и резисторов;

◆ температурная нестабильность параметров транзисторов и резисторов;

◆ низкочастотные шумы;

◆ помехи и наводки.

Наибольшую нестабильность вносит температурный фактор. Положение усугубляется наличием гальванической связи между каскадами, хорошо передающей медленные изменения сигнала, что приводит к эффекту каскадирования температурных нестабильностей каскадов от входа к выходу.

Поскольку температурные изменения параметров усилительных элементов имеют закономерный характер (см. подразделы 2.2 и 2.10), то они могут быть в некоторой степени скомпенсированы теми же методами, что и в усилителях гармонических сигналов.

Абсолютным дрейфом нуля ΔU вых называется максимальное самопроизвольное отклонение выходного напряжения УПТ при замкнутом входе за определенный промежуток времени. Качество УПТ оценивают по напряжению дрейфа нуля, приведенного к входу усилителя:

e др = ΔU вых /K U .

Приведенный к входу дрейф нуля эквивалентен ложному входному сигналу, он ограничивает минимальный входной сигнал, т.е. определяет чувствительность УПТ.

С целью снижения дрейфа нуля в УПТ используются:

◆ глубокие ООС;

◆ термокомпенсирующие элементы;

◆ преобразование постоянного тока в переменный, его усиление и последующее детектирование;

◆ построение УПТ по балансной схеме.

УПТ прямого усиления , по сути, являются обычными многокаскадными усилителями с непосредственной связью. В качестве УПТ может использоваться усилитель, схема которого приведена на рисунке 3.4.

В этом усилителе резисторы R э1 , R э2 и R э3 , помимо создания местных и общих цепей ООС, обеспечивают необходимое напряжение смещения в своих каскадах. В многокаскадном УПТ можно обеспечить требуемый режим транзисторов по постоянному току путем последовательного повышения потенциалов эмиттеров от входа к выходу, что обусловлено непосредственной межкаскадной связью "коллектор-эмиттер", потенциалы коллекторов тоже возрастают от входа к выходу. Возможно обеспечение режима каскадов УПТ путем уменьшения R к от входа к выходу, однако в том и другом случае следствием будет уменьшение коэффициента усиления УПТ.

В многокаскадных УПТ прямого усиления может происходить частичная компенсация дрейфа нуля. Так, положительное приращение тока коллектора первого транзистора вызовет отрицательное приращение тока базы и, следовательно, тока коллектора второго транзистора. На практике полная компенсация дрейфа нуля не достижима даже для одной температурной точки, тем не менее, в УПТ с четным числом каскадов наблюдается его снижение.

В связи с тем, что данный УПТ имеет однополярное питание, на его входе и выходе присутствует некоторый постоянный потенциал, что не позволяет подключать низкоомные источник сигнала и нагрузку непосредственно между ними и общим проводом. В этом случае используется мостовая схема с включением R Г и R н в диагонали входного и выходного мостов (рисунок 5.2).

Рисунок 5.2. Мостовая схема включения источника сигнала и нагрузки в УПТ

Для расчета частотных и временных характеристик УПТ с прямым усилением можно использовать материалы подразделов 2.5 и 3.3, а также подраздела 2.9 в случае построения УПТ на ПТ.

Для целей согласования потенциалов используют транзисторы различной проводимости, для лучшей температурной компенсации применяют диоды и стабилитроны. Применение двухполярного источника питания позволяет непосредственно подключать источник сигнала и нагрузку к УПТ, т.к. в этом случае обеспечены нулевые потенциалы на его входе и выходе. Указанные меры реализованы в схеме УПТ, приведенной на рисунке 5.3.

Рисунок 5.3. Двухкаскадный УПТ

УПТ прямого усиления имеют большой температурный дрейф (e др составляет единицы милливольт на градус). Кроме температурного дрейфа в таких УПТ существенное влияние оказывают временной дрейф, нестабильность источников питания и низкочастотные шумы.

Отмеченные недостатки в значительной мере преодолеваются в УПТ с преобразованием (модуляцией) сигнала. На рисунке 5.4 приведена структурная схема УПТ с преобразованием постоянного тока в переменный и даны эпюры напряжений, поясняющие принцип его работы.

Входной сигнал постоянного напряжения U вх преобразуется в пропорциональный ему сигнал переменного напряжения с помощью модулятора М , потом усиливается обычным усилителем гармонических сигналов У , а затем демодулятором ДМ преобразуется в сигнал постоянного напряжения U н . Поскольку в усилителях переменного тока дрейф нуля не передается от каскада к каскаду (из-за наличия разделительных емкостей между каскадами), то в данном УПТ реализуется минимальный дрейф нуля.

Рисунок 5.4. Структурная схема УПТ с преобразованием сигналов

В качестве модулятора можно использовать управляемые ключевые схемы, выполненные обычно на ПТ. Простейшим демодулятором является обычный двухполупериодный выпрямитель с фильтром на выходе. Следует заметить, что существует большое многообразие схемных решений как модуляторов, так и демодуляторов, рассмотрение которых не позволяет ограниченный объем данного пособия.

В качестве недостатков УПТ с преобразованием сигнала следует отнести проблему реализации модуляторов малого уровня входного сигнала и повышенную сложность схемы.

Достичь существенного улучшения электрических, эксплуатационных и массогабаритных показателей УПТ можно за счет их построения на основе балансных схем.

5.3. Дифференциальные усилители

В настоящее время наибольшее распространение получили УПТ на основе дифференциальных (параллельно-балансных или разностных) каскадов. Такие усилители просто реализуются в виде монолитных ИМС и широко выпускаются промышленностью (КТ118УД, КР198УТ1 и др.). На рисунке 5.5 приведена принципиальная схема простейшего варианта дифференциального усилителя (ДУ) на БТ.

Рисунок 5.5. Схема ДУ

Любой ДУ выполняется по принципу сбалансированного моста, два плеча которого образованы резисторами R к1 и R к2 , а два других - транзисторами VT 1 и VT 2 . Сопротивление нагрузки R н включено в диагональ моста. Резисторы цепи ПООСТ R ОС1 и R ОС2 обычно невелики или вообще отсутствуют, поэтому можно считать, что резистор R э подключен к эмиттерам транзисторов.

Двухполярное питание позволяет обойтись на входах (выходах) ДУ без мостовых схем за счет снижения потенциалов баз (коллекторов) до потенциала общей шины.

Рассмотрим работу ДУ для основного рабочего режима - дифференциального. За счет действия U вх 1 транзистор VT 1 приоткрывается, и его ток эмиттера получает приращение ΔI э 1 , а за счет действия U вх 2 транзистор VT 2 призакрывается, и ток его эмиттера получает отрицательное приращение –ΔI э 2 . Следовательно, результирующее приращение тока в цепи резистора R э при идеально симметричных плечах близко к нулю и, следовательно, ООС для дифференциального сигнала отсутствует.

При анализе ДУ выделяют два плеча, представляющие собой каскады с ОЭ, в общую цепь эмиттеров транзисторов которых включен общий резистор R э, которым и задается их общий ток. В связи с этим представляется возможным при расчете частотных и временных характеристик ДУ пользоваться соотношениями подразделов 2.5 и 2.12 с учетом замечаний, приведенных в подразделе 4.4. Например, коэффициент усиления дифференциального сигнала K U диф будет равен в случае симметрии плеч (см. подраздел 4.4) K U диф =2·K U пл =K 0 , т.е. дифференциальный коэффициент усиления равен коэффициенту усиления каскада с ОЭ.

ДУ отличает малый дрейф нуля, большой коэффициент усиления дифференциального (противофазного) сигнала K U диф и большой коэффициент подавления синфазных помех, т.е. малый коэффициент передачи синфазного сигнала K U сф .

Для обеспечения качественного выполнения этих функций необходимо выполнить два основных требования. Первое из них состоит в обеспечении симметрии обоих плеч ДУ. Приблизиться к выполнению этого требования позволила микроэлектроника, поскольку только в монолитной ИМС близко расположенные элементы действительно имеют почти одинаковые параметры с одинаковой реакцией на воздействие температуры, старения и т.п.

Второе требование состоит в обеспечении глубокой ООС для синфазного сигнала. В качестве синфазного сигнала для ДУ выступают помехи, наводки, поступающие на входы в фазе. Поскольку R э создает глубокую ПООСТ для обоих плеч ДУ, то для синфазного сигнала будет наблюдаться значительное уменьшение коэффициентов передачи каскадов с ОЭ, образующих эти плечи.

Коэффициент усиления каждого плеча для синфазного сигнала можно представить как K 0ОС каскада с ОЭ при глубокой ООС. Согласно подраздела 3.2 имеем:

K U сф 1 ≈ R к 1 /Rэ ,

K U сф 2 ≈ R к 2 /Rэ .

Теперь можно записать для K U сф всего ДУ:

K U сф ≈ ΔR к /Rэ ,

где ΔR к = |R к 1 – R к 2 |.

Для оценки подавления синфазного сигнала вводят коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС), равный отношению модулей коэффициентов передач дифференциального и синфазного сигналов.

Из сказанного следует, что увеличение КОСС возможно путем уменьшения разброса номиналов резисторов в цепях коллекторов (в монолитных ИМС - не более 3%) и путем увеличения R э . Однако увеличение R э требует увеличения напряжения источника питания (что неизбежно приведет к увеличению рассеиваемой тепловой мощности в ДУ), и не всегда возможно из-за технологических трудностей реализации резисторов больших номиналов в монолитных ИМС.

Решить эту проблему позволяет использование электронного эквивалента резистора большого номинала, которым является источник стабильного тока (ИСТ), варианты схем которого приведены на рисунке 5.6.

Рисунок 5.6. ИСТ на БТ и ПТ

ИСТ подключается вместо R э (см. рисунок 5.5), а заданный ток и термостабильность обеспечивают элементы R 1 , R 2 , R э и VD 1 (рисунок 5.6а), и R 1 (рисунок 5.6б). Для реальных условий ИСТ представляет собой эквивалент сопротивления для изменяющегося сигнала номиналом до единиц мегом, а в режиме покоя - порядка единиц килоом, что делает ДУ экономичным по питанию.

Использование ИСТ позволяет реализовать ДУ в виде экономичной ИМС, с КОСС порядка 100 дБ.

При использовании ПТ характер построения ДУ не меняется, следует только учитывать особенности питания и термостабилизации ПТ.

5.4. Схемы включения ДУ

Можно выделить четыре схемы включения ДУ: симметричный вход и выход, несимметричный вход и симметричный выход, симметричный вход и несимметричный выход, несимметричный вход и выход.

Схема включения ДУ симметричный вход и выход приведена на рисунке 5.7 и в особых комментариях не нуждается, такая схема включения применяется при каскадировании ДУ.

Рисунок 5.7. Схема включения ДУ «симметричный вход и выход»

Схема включения ДУ несимметричный вход и симметричный выход рассматривалась ранее (см. рисунок 4.9).

Схема включения ДУ симметричный вход и несимметричный выход приведена на рисунке 5.8.

Рисунок 5.8. Схема включения ДУ «симметричный вход - несимметричный выход»

Такая схема включения ДУ применяется в случае необходимости перехода от симметричного источника сигнала (либо симметричного тракта передачи) к несимметричной нагрузке (несимметричному тракту передачи). Нетрудно показать, что дифференциальный коэффициент усиления при таком включении будет равен половине K U диф при симметричной нагрузке. Вместо резисторов R к в ДУ часто используют транзисторы, выполняющие функции динамических нагрузок. В рассматриваемом варианте включения ДУ целесообразно использовать в качестве динамической нагрузки так называемое токовое зеркало , образованное транзисторами VT 3 и VT 4 (рисунок 5.9).

Рисунок 5.9. Схема ДУ с токовым зеркалом

При подаче на базу транзистора VT 1 положительной полуволны гармонического сигнала U вх 1 , в цепи транзистора VT 3 (включенного по схеме диода) возникает приращение тока ΔI к 1 . За счет этого тока возникает приращение напряжения между базой и эмиттером VT 3 , которое является приращением входного напряжения для транзистора VT 4 . Таким образом, в цепи коллектор-эмиттер VT 4 возникает приращение тока, практически равное ΔI к 1 , поскольку в ДУ плечи симметричны. В рассматриваемый момент времени на базу транзистора VT 2 подается отрицательная полуволна входного гармонического сигнала U вх 2 . Следовательно, в цепи его коллектора появилось отрицательное приращение тока ΔI к 2 . При этом приращение тока нагрузки ДУ равно ΔI к 1 +ΔI к 2 , т.е. ДУ с отражателем тока обеспечивает большее усиление дифференциального сигнала. Необходимо также отметить, что для рассматриваемого варианта ДУ в режиме покоя ток нагрузки равен нулю.

При несимметричном входе и выходе работа ДУ в принципе не отличается от случая несимметричный вход - симметричный выход. В зависимости от того, с какого плеча снимается выходной сигнал, возможно получение синфазного или противофазного выходного сигнала, как это получается в фазоинверсном каскаде на основе ДУ (см. подраздел 4.4).

5.5. Точностные параметры ДУ

Напряжение U см порождается, в основном, разбросом величин обратных токов эмиттерных переходов I эбо 1 и I эбо 2 (U" см ), и разбросом номиналов резисторов R к1 и R к2 (U" см ). Для этих напряжений можно записать:

U" см = φ T ·ln(I эбо 1 /I эбо 2),

U" см = 2·φ T ·ΔR к /R к .

Зависимость U см от температуры представляется еще одним точностным параметром - температурной чувствительностью. Температурная чувствительность dU см /dT имеет размерность мкВ/град и определяется как разность ТКН эмиттерных переходов транзисторов плеч и уменьшается пропорционально уменьшению U см .

Следующим точностным параметром ДУ является ток смещения ΔI вх , представляющий собой разбаланс (разность) входных токов (токов баз транзисторов). Протекая через сопротивление источника сигнала R г, ток смещения создает на нем падение напряжения, действие которого равносильно ложному дифференциальному сигналу. Ток смещения можно представить как

ΔI вх = I э01 /H 21Э1 – I э02 /H 21Э2 .

Средний входной ток I вх ср также является точностным параметром ДУ. Его можно представить как

I вх ср = (I б01 + I б02)/2 = I э0 /2H 21Э.

Протекая через R г, ток I вх ср создает на нем падение напряжения, действующее как синфазный входной сигнал. Хотя и ослабленное в K Uсф раз, оно все же вызовет на выходе ДУ разбаланс потенциалов.

Температурные зависимости тока смещения и среднего входного тока можно учесть через температурную зависимость H 21Э. Отметим, что обычно I вх ср >ΔI вх .

В ДУ на ПТ основным точностным параметром является U см , которое обычно больше, чем в ДУ на БТ.

В настоящее время ДУ представляют собой основной базовый каскад аналоговых ИМС, в частности, ДУ является входным каскадом любого операционного усилителя.

C-2820-это полностью балансный, качественный, качественный предусилитель с тремя комплектами RCA и тремя балансными входами для набора RCAs.

Входной сигнал вводит входной буферный канал после переключения через реле. Релейная коммутация-это чистое механическое переключение, которое может устранить звук и краску.

Входной буфер принимает модуль усиления дифференциала тока диаманта. Эта схема имеет широкий частотный отклик, положительный звук, без эмоционального цвета, и кипяченая вода. Его преимущество в том, что он играет роль импеданса соответствия до и после фронта, так что основная цепь основной усилитель может работать без воздействия.

Особенности цепей:

1. положительный, отрицательный сигнал полуцикла, будь то AC или DC, выходная амплитуда равна.

2. Никаких искажений кроссовера, когда частота сигнала меняется от 2 Гц до 500 кГц, осциллограф не замечает никакого перекрестка. Чем больше искажений, даже если выходной сигнал очень маленький, нет перекрестных искажений, что из-за четырех штук tubse-это Ube = 0,7 в кремний, и Ube каждой трубки построен на умном соединении. Формируемый взаимной сдержанностью, он является стабильным и надежным и не подвержен воздействию внешнего мира и человека.

3. Ток покоя может определяться напряжением и двумя резисторами, подключенными к источнику питания. Размер постоянного тока не нужно вводить в эксплуатацию после включения питания.

4. выход 0 потенциал стабильный, когда ошибка сопряжения трубки даже 20% разница, когда +-разница напряжения питания 5 В, выход может в основном поддерживать 0 В.

Основной усилительный контур принимает полное симметричное усиление тока.

Балансный выход принимает четыре набора идентичных аналоговых модулей. Как балансный положительный и отрицательный выход, истинный полный баланс должен использовать четыре канала. Схема принимает форму усиления тока, а не усиление напряжения. Настоящий усиленный звук действительно приятный, звук четкий и яркий, а высокая частота прямо в облако без волос, низкочастотный мощный, но гибкий, усилитель и 99% бывшего использования цепи усилитель тока.

Звук эфирный и красивый, элегантный и благородный, динамичный, эффект составляет 100% как предуровень 100000 золотого скорпиона, звуковой эффект первоклассный. Новый дизайн шасси красивый и простой, и он также оснащен пультом дистанционного управления, который может дистанционно контролировать громкость и шесть групп входов сигнала для более удобного использования.

Особенности машины:

1. передовые продукты, уровень настройки, играет важную роль в стиле звука.

C-2820 предусилитель, звуковые характеристики: динамическое, широкое звуковое поле, средняя нога, богатая деталями, высокочастотный, яркий и проникающий, с небольшой экстравагантностью, бас свирепый, глубинное погружение, звук спокойная атмосфера, голос Милосердный и естественный, и энергия полна энергии.

3, силовой трансформатор:

Используется импортный трансформатор высокого качества, герметичный эпоксидной смолой, а магнитная утечка экранирована красивым чехол с коровами, который может улучшить чистоту звука. Трансформатор без экранирования чехол с коровами оказывает влияние на машину, что не хорошо, особенно предступенчатый. Он питается от Shuangniu и питается от 2 крупного рогатого скота. Теперь многим поклонникам это очень нравится. Если вы не заботитесь о стоимости, эффект определенно лучше, чем 2, звуковой эффект, принесенный двойной коровой очевиден, звук полный, и прозрачность.

4220 V Потребляемая мощность

Очень важен источник питания. Текущий источник питания очень "грязный". У каждого дома есть кондиционер холодильник цветной телевизор, который загрязнит электричество города и сделает звук нечистым. По этой причине мы добавили "DC Green" на переднем этапе. "Схема, эксклюзивные исследования и разработки, эффект первоклассный.

5, регулятор напряжения питания

Двухтрансформаторная система двойного регулирования используется для разделения и подачи большинства источников питания в балансную цепь. Линия усиления часть далее регулируется технологией электронная фильтрация, которая может сделать коэффициент пульсации питания на несколько порядков ниже. После professional design, он будет иметь профессиональные эффекты.

6: Переключение входного сигнала может быть дистанционным управлением, громкость может быть дистанционным управлением

Три комплекта входов RCA, три комплекта балансных входов, можно переключить удаленно по желанию, или можно вручную включить переднюю панель. Громкость можно дистанционно управлять, сидя на диване. Все ориентировано на людей, тактично и практично.

7: Принятие цельного алюминиевого шасси

Панель 10 мм. Верхняя и нижние крышки-4 мм, что почти вдвое превышает их толщину. Он чувствует себя тяжелым в руке, плюс 4 твердых алюминиевая обработка ЧПУ амортизатор ноги. Затем используйте уплотнительное кольцо в качестве буфера, чтобы сделать эффект амортизатора верхней части шасси и звук на более высокий уровень.

Основные характеристики:

Частотные характеристики: 20 Гц ~ 20 кГц (+ 0-0,2 дБ)

3 Гц ~ 200 кГц (+ 0-3 дБ)

Полный диапазон искажения: 0.004%

Входная чувствительность: 250mV/40 K (балансный) 250mV/20 K (RCA)

Номинальный входной уровень: 2 в (звуковой сигнал)

Номинальный выходной уровень: 2 В/50 Ом, (звуковой сигнал)

Максимальный выходной уровень: 10 в (звуковой сигнал)

Отношение сигнал-шум: 115db

Минимальное сопротивление нагрузки: 600 Ом

Источник питания: AC-220V 50/60 Гц

Размеры: 430 мм (ширина) X310mm (глубокий) X110mm (высота) (за исключением ногу) X310mm

Вес: 18 кг,

С упаковки 22 кг

М. Жванецкий

А. ЛИТАВРИН, г. Березовский Кемеровской обл.

Оригинальные схемные решения с использованием двухка-нальных усилительных структур получают новое развитие в статьях автора. В предлагаемых здесь УМЗЧ он использует максимальную (стопроцентную) ООС для компенсации нелинейности каскадов с высоким уровнем сигнала в широкой полосе частот без существенных фазовых погрешностей.

Монтаж одного из этих усилителей выполнен на печатных платах, где расположены почти все элементы усилителя.

Вцелом эта статья продолжает тему многоканальных усилительных структур (МКУС) в звуковых усилителях мощности, поднятую в публикациях . Там же даны теоретические аспекты и обоснованы минимальные требования, предъявляемые к высококачественному УМЗЧ.

Описываемые здесь усилители отличает стопроцентная глубокая (или крайне глубокая) ООС и на ВЧ, и на 34. То есть она действует во всей полосе частот без ослабления выходного сигнала в цепи обратной связи. Это позволяет получить предельно высокую эффективность во всём динамическом диапазоне сигналов. Первый из предлагаемых усилителей по сложности можно отнести к классу упрощённых версий УМЗЧ с МКУС.

Следует отметить, что самой идее многоканального усиления уже более полувека, но тем не менее о её большой популярности, к сожалению, говорить не приходится. Ряд публикаций и эта новая статья способствуют устранению такого упущения. Ведь именно МКУС способны резко улучшить ряд основных (ключевых) параметров УМЗЧ - обеспечить крайне малое время реакции петли ООС (ВРП ООС), широкую полосу и большой запас усиления внутри петли, высокие перегрузочные характеристики каскадов.

В некоторых кругах (адепты Hi-Fi/ High End) сформировалось устойчивое мнение о том, что "любая обратная связь портит звук"; тем самым сформировался и "вердикт" о неприемлемости применения ООС в усилительных устройствах. О глубокой, а тем более о крайне глубокой обратной связи даже и речь не идёт. Конечно, от всего этого можно было бы отшутиться в стиле М. Жванецкого, что "...полторы тысячи тупых сговорились...", однако более правильно всё-таки разобраться в причинах подобного отношения к ООС резонно полагая, что "дыма без огня не бывает"

Главной причиной этих заблуждений следует считать то, что подавляющее большинство разработок аудиоаппаратуры (как любительской, так и профессиональной), по сути, не соответствуют критериям качества ООС. Это ведёт к

массовым ошибкам и просчётам в схемотехнике и, как следствие, к некорректному действию ООС; в результате наблюдается рост атипичных искажений . Вследствие подобных негативных проявлений некоторые разработчики вообще отказываются от применения обратной связи, оказываясь в плену других эффектов, связанных с нелинейностями различного характера активных и пассивных элементов.

Итак, основным критерием оценки качества действия ООС следует считать параметр ВРП ООС, который должен быть крайне малым . Далее полоса пропускания УМЗЧ (определяемая частотой среза Fcpe3a петли ООС) должна быть относительно неширокой (50...100 кГц по уровню -3 дБ) и определённым образом связанной с частотой единичного усиления Ft в УМЗЧ. Скорость нарастания напряжения на выходе усилителя окажется также относительно невысокой. Это достигается введением глубокой (или крайне глубокой) стопроцентной ООС на ВЧ при большом отношении F3aM/FCpe3a, что и обеспечивает высокое качество усиления.

Основным критерием эффективности следует считать охват усилителя (или каскадов) глубокой ООС, действующей в широкой полосе частот. Большой запас усиления внутри петли - совершенно необходимое условие для обеспечения высокой перегрузочной способности и линейности характеристик усилителя (каскадов) в полосе действия обратной связи. Можно сказать, что линейность усилительных каскадов в основном обусловлена запасом усиления в этих каскадах. Вследствие этого в УМЗЧ наиболее высокого качества целесообразно применять именно крайне глубокую ООС . Именно это и есть тот важнейший инструмент, грамотное применение которого позволяет получить исключительно высокие технические характеристики усилительных устройств.

Между тем существует ещё один очень серьёзный аспект качества действия обратной связи, которому в предыдущих публикациях уделялось мало внимания, так как впрямую он не связан с МКУС. Речь идёт об усилении

УМЗЧ или, в случае использования общей ООС, о коэффициенте деления (ослабления) в петле. Итак...

О максимализации обратной связи в УМ

Как сказано в первой статье цикла , чем меньше коэффициент усиления, тем больше отношение сиг-нал/шум+помеха и пропорционально меньше частота единичного усиления УМЗЧ при фиксированной частоте среза петлевого усиления. Собственно коэффициент усиления и чувствительность определяются коэффициентом деления в цепи ООС.

Следует обратить внимание, что ослабление полезного сигнала в цепи ООС одновременно означает и ослабление помех и искажений, чем существенно снижается её эффективность. При малом ослаблении сигнала в цепи ООС искажения снижаются как бы дважды: за счёт меньшего ослабления в цепи обратной связи и вследствие соответствующего роста усиления внутри петли. Большое же ослабление сигнала, помех и искажений в этой цепи приводит к тому, что усилитель в целом "мелкие" сигналы (а также помехи и искажения) попросту не замечает, и о высоком качестве говорить не приходится, особенно когда петля ООС охватывает наиболее нелинейные каскады, - это фактически нереализованная возможность.

Когда в 70-х гг. в СССР появился первый ОУ 140УД1 (аналог импортного |iA702), многими это было встречено "на ура", хотя своими характеристиками он явно не блистал. Однако этот ОУ обладал относительно низким уровнем шума (4 нВ/л(Гц) и выходным каскадом, работающим в классе А. Позже было подмечено, что и иные малошумящие ОУ - AD797 (11ш = 1 hB/VFU), ОР27, ОР37, К140УД22, К140УД23 (иш = 3 нВ/л/Гц), NE5532 (иш = 5 hB/VTlO и др. зарекомендовали себя достаточно хорошо. Усилители, собранные на основе широкополосных ОУ К140УД11, К574УД1, К544УД2 с относительно большим уровнем шума (около 20 нВ/^Гц), показывали неплохие технические параметры по результатам измерений узкополосных сигналов, однако субъективные оценки качества звука оказывались неоднозначными.

Получается, что зачастую качество ОУ и самого усилителя некоторым образом связано с уровнем шума, точнее, с отношением сигнал/шум. Если рассмотреть достоинства выходного каскада в ламповом УМЗЧ с местной ООС, то, как правило, качество его работы

весьма высокое. Это связано с высоким уровнем сигнала, достигающим сотен вольт, или, что более правильно, с большим отношением сигнал/шум.

Если оценить действие шума в каскадах усилителя, то окажется, что уровень шума (по мощности) пропорционален полосе пропускания усилителя. Поэтому отсутствие мер, ограничивающих полосу пропускания усилителя, резко увеличивает (на 20...30 дБ) уровень шума и ВЧ помех . Если ещё учитывать и большой пик-фактор шумовых компонент (до 20 дБ), то получится весьма неприглядная картина. Положение ещё более ухудшается при существенном ВРП ООС , соизмеримом с периодом частоты В совокупности это ведёт к существенному увеличению искажений, в особенности атипичных . Если учесть, что у реального звукового сигнала спектральные составляющие могут быть ниже максимального уровня на 40...80 дБ, то можно констатировать, что степень ухудшения реальных звуковых характеристик усилителей (УМЗЧ) весьма высока.

Введение в усилитель глубокой, стопроцентной ООС на ВЧ - наиболее эффективный метод снижения уровня высокочастотных компонент; тем самым резко снижается (предотвращается) и появление низкочастотных интермодуляционных помех. Разумеется, что крайне глубокая ООС , с запасом усиления в 120 дБ и более, компенсирует любые искажения. В этом случае коэффициент деления в цепи обратной связи (как на ВЧ, так и на НЧ) должен быть небольшим или вообще отсутствовать. Именно из-за данного обстоятельства все усилители , ранее опубликованные автором, обладают относительно низким коэффициентом деления в цепи ООС (около 10), т.е. имеют невысокое усиление (20 дБ) на звуковых частотах. Минимальное ос-

лабление во всей полосе частот и есть тот ключевой фактор, позволяющий получить максимальную эффективность действия ООС.

Наиболее просто низкий коэффициент деления реализуется в местной ООС, охватывающей отдельные каскады УМЗЧ. Например, в неинвертирую-щем (для сигнала) усилителе целесообразно применять структуру на основе двух каскадов, как показано на рис. 1.

Здесь первый каскад (в виде маломощного высоколинейного усилителя А1) усиливает сигнал по напряжению, а второй (мощный и нелинейный усилитель А2) охвачен стопроцентной (или близкой к 100 %) ООС, т. е. работает как повторитель, усилитель тока. Следует заметить, что именно подобная структура применяется в многочисленных УМЗЧ.

В инвертирующем усилителе целесообразно применять аналогичную структуру также на основе двух каскадов усиления, как, например, показано на рис. 2. Здесь первый усилитель

(маломощный и высоколинейный) усиливает сигнал по напряжению, а второй (мощный и нелинейный) охвачен ООС, которая близка к стопроцентной, т. е. сопротивления резисторов RBX и Rooc приблизительно равны.

Итак, мы рассмотрели две схемы (см. рис. 1 и 2), где деление (ослаб-

ление) сигнала цепью обратной связи минимально, т. е. выходные каскады усилителей охвачены ООС, близкой к стопроцентной. Однако у подобных структур имеется общий недостаток: первый каскад должен обеспечить при минимальных искажениях напряжение, сравнимое с выходным напряжением мощного каскада.

Токовое управление УМ

В инвертирующих усилителях с ООС возможен ещё один вариант (рис. 3), у которого подобный недостаток отсутствует. Здесь первый усилитель выполнен в виде источника тока, управляемого напряжением (ИТУН), а второй (мощный и нелинейный) охвачен стопро-

центной ООС на ВЧ и какое-либо ослабление (деление) сигнала в цепи обратной связи отсутствует, что обусловлено высоким выходным сопротивлением источника (генератора) тока. То есть сигнал искажений, приходящий по цепи обратной связи на вход ОУ, не ослаблен (не уменьшен), соответственно, и ООС

может максимально эффективно его подавить (компенсировать). По сути, применение источника (генератора) тока (ИТУН на рис. 3) эквивалентно улучшению шумовых характеристик А2 по сравнению с типовой структурой ООС. Причём отношение сигнал/шум можно улучшить во столько раз, во сколько уменьшается усиление (до 10...30 раз). Во столько же раз увеличивается запас усиления внутри петли. Можно сказать, повышается разрешающая способность или, говоря "цифровым" языком, как бы увеличивается битрейт.

Само собой разумеется, подобные источники тока (т. е. ИТУН) можно применять и в прочих устройствах, например, в сумматорах сигнала для микшеров. Причём, несмотря на то что самих источников сигнала может быть много, какое-либо шунтирующее (ослабляющее) действие на сигнал ООС это не оказывает, чем и достигается весьма высокое качество усиления.

Итак, можно сделать обобщающий вывод, что сам источник сигнала в усилителе, охваченном ООС, целесообразно выполнять на основе источника (генератора) тока. Иное название усилителя-источника (генератора)тока - усилитель с токовым выходом, т. е. с высоким выходным сопротивлением. В

этом случае ООС максимально эффективна и превращается в стопроцентную во всём диапазоне частот. Причём уровни сигналов должны быть максимально возможные, а шумовые характеристики - предельно низкими. Разумеется, должны соблюдаться и прочие критерии качества действия ООС.

Усилитель с токовым выходом часто имеет более сложную схему в сравнении с обычным усилителем. Возможно использование и упрощённых их версий, однако, как правило, у них имеются некоторые недостатки. Общий анализ этой темы достаточно объёмный и выходит за рамки данной статьи. Кратко с этим вопросом можно ознакомиться, например, в .

Один из вариантов усилителя с токовым выходом на основе ОУ показан на рис. 4. Для работы этого узла в качестве источника тока следует выполнить условие

R1 = R2, R3 = R4+R5.

Эта схема усилителя с токовым выходом достаточно хорошо известна, но, несмотря на определённые достоинства, у него имеются и некоторые недостатки. Первый недостаток - это относительно низкое (причём нестабильное) входное сопротивление. Второй недостаток связан с тем, что такой усилитель, по существу, не обладает высоким выходным сопротивлением, а всего лишь эмулирует его. Другими словами, его высокое выходное сопротивление обусловлено применением местной обратной связи (ОС), причём её следует рассматривать как положительную обратную связь (ПОС). В этой цепи сигнал также ослабляется, тем самым усилитель фактически обладает недостатками, о которых шла речь выше. Введение ПОС весьма негативно сказывается и

на линейности усилителя. Поэтому для достижения высококачественных параметров здесь желательно применять ОУ, выходной каскад которых обладает высокой линейностью и при отсутствии ООС. Как вариант, можно рекомендовать дополнительный (буферный) эмит-терный повторитель, работающий в классе А.

На рис. 5 приведена структурная схема усилителя (УМЗЧ) с токовым управлением, которая аналогична схеме на рис. 3. Схема усилителя с токовым выходом реализована на ОУ DA1 и идентична усилителю на рис. 4, соответственно, DA2 - это мощный усилитель (УМЗЧ), охваченный глубокой стопроцентной ООС на ВЧ. В общем случае, качество работы УМЗЧ во многом определяется качеством источника тока на ОУ DA1. Исходя из этого, в качестве DA1 целесообразно применять наиболее высококачественные ОУ (например, AD743).

УМЗЧ со стопроцентной параллельной ООС

Принципиальная схема УМЗЧ приведена на рис. 6. Его структура повторяет структуру рассмотренных ранее (см. рис. 3 и 5) усилителей. Фактически он представляет собой модификацию многоканального усилителя, опубликованного в , где в качестве резистора R1 применён усилитель с токовым выходом, схема которого реализована на ОУ DA1.1 и аналогична усилителю на рис. 4. Элементы усилителя с токовым выходом имеют отдельную нумерацию, она начинается с дополнительного префикса (индекса) цифры 1. В результате замены резистора R1 на источник тока обратная связь становится стопроцент-

ной во всём диапазоне частот. В том случае, если вместо усилителя на ОУ DA1.1 установить резистор R1, то, соответственно, получится УМЗЧ, аналогичный .

По существу, УМЗЧ структурно состоит из двух частей: входного усилителя с токовым выходом и выходного мощного усилителя на основе МКУС, который охвачен глубокой стопроцентной ООС на ВЧ. В качестве этих состав-

ных частей возможно применение других усилителей.

На рис. 7 приведена схема входного усилителя с токовым выходом, реализованного на дискретных полевых транзисторах. Несмотря на простоту, он свободен от недостатков усилителя, изображённого на схеме рис. 4. Однако имеются другие недостатки: наличие разделительного конденсатора СЗ, более низкое выходное сопротивление, возможный разброс параметров транзисторов; к достоинствам же можно отнести очень высокое входное сопротивление. Ввиду малости выходного напряжения отсутствует и умножение

входной (нелинейной) ёмкости. Относительно высокая линейность усиления достигается при токе покоя транзисторов, который в 10 (или более) раз больше выходного тока. Тем не менее, как правило, искажения такого каскада (усилителя) больше искажений выходного усилителя мощности. Однако следует подчеркнуть, что их спектр иной - это искажения полевого транзистора, работающего в глубоком классе А. При уменьшении сопротивления резисторов R2, R3 увеличивается усиление (крутизна) и ток покоя транзистора VT1. Причём резистор R2 в основном увеличивает усиление, a R3 - ток покоя VT1. На рис. 8 показано подключение этого каскада к усилителю мощности в соответствии со структурной схемой на рис. 5.

На рис. 9 приведена схема входного каскада, реализованная на полевых транзисторах КП903. Его можно реко-

мендовать для наиболее качественных УМЗЧ. Возможно, что этот вариант понравится разного рода адептам High End. На рис. 10 ещё один вариант схемы, но с транзисторами КП501. На основе усилителя по схеме на рис. 7 разработан и вариант предварительного усилителя с токовым выходом на рис. 11. В данном случае отсутствует раздели-

тельный конденсатор, а с целью повышения линейности каскада ток покоя и крутизна увеличены за счёт параллельного включения маломощных транзисторов.

В свою очередь, в качестве выходного усилителя тока может быть применён любой другой усилитель (УМЗЧ), допускающий работу со стопроцентной ООС на ВЧ. Однако рекомендуемые автором УМЗЧ имеют многоканальную структуру . Помимо прочего, они отличаются крайне малым ВРП ООС (2 не) и широкой полосой действия ООС (до 200 МГц). Входные каскады этих усилителей идентичны, там же подробно пояснена и работа их выходных каскадов.

Принцип работы усилителя мощности с МКУС (см. рис. 6) состоит в том, что два канала усиления, для которых задано частотное разделение в широкой полосе действия многоканальной ООС, объединяются в сумматоре (в точке соединения элементов L2, С2, СЗ согласующего устройства). Результирующий сигнал приходит на выход УМЗЧ (верхний вывод L1). Соответственно, к этой точке и подключена цепь ООС (R2, С1).

По сравнению с прототипом , в этой версии усилителя имеются некоторые изменения: повышено сопротивление цепи ООС, а также увеличен ток покоя предвыходного каскада каждого транзистора до 10 мА. Для улучшения термостабильности выходного каскада введены диоды VD1, VD2. Применение вольтодобавки (элементы VD9-VD14,

С20, С21, R33-R38) позволило исключить дополнительный источник питания. Снижено напряжение питания выходного каскада и, соответственно, уменьшено число выходных транзисторов (до двух в плече). Выходная мощность УМЗЧ - 50 Вт Усиление усилителя по напряжению равно 15.

Как отмечалось в , катушка индуктивности, соединяющая выход мощного усилительного канала с нагрузкой, должна быть низкодобротной. В этом УМЗЧ для снижения добротности индуктивности L2 используется низкодобротная ферритовая индуктивность L3 с очень малым числом витков. Конструктивно L3 представляет собой

ферритовую "бусинку" с одним витком. В качестве феррита используется половина длины трубки от заводского дросселя Д-0,25 индуктивностью 200 мкГн.

В этом УМЗЧ вместо микросхемы AD8056 с двумя ОУ можно применить AD8055 (DA1.2) с одним ОУ, а в качестве усилителя с токовым выходом (DA1.1) можно рекомендовать другие, например, NE5534, NE5532 (напряжение шума иш = 5 нВ/^Гц) при напряжении питания +/-12 В. В позиции DA1.1 не следует применять микросхемы К140УД11, К574УД1, К544УД2 - эти ОУ имеют повышенный уровень шума (1)ш - около 20 нВ/Vfu) и значительно меньший выходной ток.

ЛИТЕРАТУРА

1. Литаврин А. Многоканальное усиление в УМЗЧ с крайне глубокой ООС. - Радио, 2004, №3, с. 18-20; №4, с. 19-21.32.

2. Литаврин А. Простой усилитель или МКУС в УМЗЧ с глубокой стопроцентной ООС. - ftp://ftp.radio.ru/pub/2007/06/ mkus.zip

3. Литаврин А. УМЗЧ с параллельным каналом и максимально глубокой ООС. - Радио, 2007, № 6, с. 19-22.

4. Литаврин А. УМЗЧ с крайне глубокой ООС. - Радио, 2011, № 4, с. 17-20; № 5, с. 17-19.

5. Гутников В. С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. - М.: Энергоатомиздат, 1988, с. 65-74.